Eine kompakte und breitbandige MIMO-Antenne für hohe

Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 14290 (2022) Diesen Artikel zitieren

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Aufgrund der jüngsten Fortschritte bei komplementären Metalloxid-Halbleiterkameras (CMOS) ist die Übertragung hochauflösender Bilder und Videos in der drahtlosen Kapselendoskopie möglich. Für solche Daten ist eine Kommunikation mit hohen Datenraten erforderlich, die mithilfe von MIMO-Antennen (Multiple-Input-Multiple-Output) möglich ist. In diesem Artikel wurde eine kleine, kompakte, hochisolierte Zwei-Element-MIMO-Antenne mit hoher Datenrate und großer Bandbreite bei 2,45 GHz für die drahtlose Kapselendoskopie vorgeschlagen. Die Geometrie der Antenne (\(5\times 4,2 \times 0,12\,\hbox {mm}^{3}\)) wird durch mäanderförmige Geometrie, defekte Grundstruktur und hohe Permittivität des Substrats klein gehalten. Eine größere Bandbreite von 620 MHz (2,15–2,77 GHz) wird durch die Anregung von Dualmoden der Antenne mithilfe einer defekten Bodenstruktur erreicht. Darüber hinaus wird eine geringere gegenseitige Kopplung zwischen den Antennen (30,1 dB bei 2,45 GHz) trotz des geringen Abstands von Kante zu Kante von 0,5 mm durch die Kombination aus defekter Bodenstruktur und I-förmiger Stichleitung erreicht. Unter Berücksichtigung der Konfiguration auf Systemebene wird diese Antenne in einem Kapselgerät simuliert und gemessen, indem die Auswirkungen der anderen Komponenten und des Geräts selbst berücksichtigt werden. Die praktischen Messungen werden durchgeführt, indem das Kapselgerät (mit der MIMO-Antenne) in Hackfleisch eingeführt wird. Um die Sicherheit und Wirksamkeit der vorgeschlagenen MIMO-Antenne zu überprüfen, werden ihre spezifische Absorptionsrate (SAR) und ihr Verbindungsbudget berechnet und validiert. Darüber hinaus werden die \(2\times 2\)-Kanalspezifikationen überprüft, was eine zufriedenstellende Leistung zeigt. Diese Antenne hat eine höhere Kanalkapazität (\(\ca. 8,2 \,\hbox {bps/Hz}\) bei \(\hbox {SNR} = 20 \,\hbox {dB}\)) als Single-Input-Single- Ausgangsantennen (SISO) sind daher eine geeignete Wahl für endoskopische Kapselgeräte mit hoher Datenrate. Nach bestem Wissen der Autoren ist dies die erste bisher gemeldete implantierbare MIMO-Antenne mit solch geringeren Abmessungen und größerer Bandbreite.

Bei Patienten mit Erkrankungen der inneren Organe erfordert die kontinuierliche Überwachung ihres Zustands eine physische Anwesenheit im Krankenhaus über einen längeren Zeitraum. Um diesen und anderen Patienten mit ähnlichen Erkrankungen zu helfen, zielten aktuelle Forschungsbemühungen auf die Entwicklung drahtloser Patientenüberwachungssysteme ab, die die erforderlichen Daten von den Patienten bequem von zu Hause aus sammeln, ohne dass sie zu diesem Zweck im Krankenhaus sein müssen. Für solche Systeme muss ein medizinisches Sensorgerät in den Körper eingeführt werden (implantierbar oder einnehmbar), und dieses Gerät verfügt über einen Sender, um die Daten drahtlos an ein externes Gerät zu senden. Anschließend können die empfangenen Informationen zur Echtzeitanalyse und Notfallmeldung einfach an das Krankenhaus übertragen werden. Dieses Konzept wird in Abb. 1 für einnehmbare Kapseln als Sensorgeräte zur Überwachung von Patienten mit Darmerkrankungen veranschaulicht. Bei einer solchen Kapsel handelt es sich um ein integriertes System, das aus den erforderlichen Sensoren, Kamera, Antenne, Batterien und einer Platine besteht. Das Design solcher Kapseln und ähnlicher medizinischer Sensorgeräte wurde in jüngsten Arbeiten für verschiedene medizinische Anwendungen untersucht1. Beispielsweise wurden in1,2 Überwachungssysteme für den Glaukom-Augeninnendruck und in3,4 für den Glukosespiegel vorgestellt.

Das Konzept eines drahtlosen Patientenüberwachungssystems mit einnehmbaren Kapseln.

Neben der drahtlosen Patientenüberwachung wurden implantierbare medizinische Sensorgeräte für andere medizinische Anwendungen wie die Aufzeichnung neuronaler Signale und deren Stimulation5,6,7, die Herzschlagkontrolle8,9 und die Durchführung von Kapselendoskopien10,11 entwickelt. Eine Schlüsselkomponente in den oben genannten implantierbaren Systemen ist die Sendeantenne, für die zwei Designparameter von äußerster Bedeutung sind: Größe und Datenrate12. Die Größenreduzierung implantierbarer Antennen sollte mit Methoden angegangen werden, die die Datenrate und Kommunikationsleistung nicht beeinträchtigen. Dies wurde in der Literatur durch die Verwendung der folgenden Strukturen und Techniken erreicht: reaktive Beladung13, Substrate mit hoher Permittivität14, langsamwellige Strukturen15 und mäanderförmige Resonatoren16. Ein weiteres Problem bei der Entwicklung implantierbarer Antennen ist die Mehrwegeverzerrung (verursacht durch verlustbehaftetes menschliches Gewebe) im menschlichen Körper17. Eine Möglichkeit, die Verzerrungseffekte bei implantierbaren Einzelbandantennen zu mildern, besteht in der Verwendung zirkular polarisierter Designs, wie sie in 18,19 vorgestellt werden. Eine andere Möglichkeit besteht darin, implantierbare Multi- oder Breitbandantennen einzusetzen, wie z. B. die in20,21 beschriebenen Designs für den Dualband-Betrieb22,23, für den Dreibandbetrieb24,25, für den Quadband-Betrieb und26,27 für Breitband Betrieb. Allerdings sind die mit den oben genannten Techniken erzielten Datenraten für medizinische Echtzeitanwendungen nicht so wünschenswert. Um die Datenrate implantierbarer Antennen weiter zu verbessern, kann anstelle der Single-Input-Single-Output-Konfiguration (SISO)30,31 die Konfiguration mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO)28,29 verwendet werden. Beispielsweise wurde die in32 beschriebene implantierbare MIMO-Antenne für hochauflösende Bildgebung verwendet, die hohe Datenraten erfordert. Es nutzte zwei Antennen zur Übertragung hochauflösender Bilder, die mit einem drahtlosen Kapselendoskop aufgenommen wurden. Der Hauptvorteil dieser Antennen waren ihre hohen Datenraten im Vergleich zu anderen herkömmlichen SISO-Antennen. Allerdings hat es Nachteile wie eine geringe Bandbreite, eine geringere Isolation und eine große Größe. MIMO-Antennen mit zwei oder mehr Elementen wurden in der Literatur auch für medizinische Anwendungen mit implantierbaren Antennen beschrieben33,34,35. In33 wurde eine implantierbare MIMO-Antenne mit zwei Elementen entwickelt, die einen Spiralstrahler und eine Helix-Leitungsgrundplatte verwendet. Genau wie andere MIMO-Antennen kann sie hohe Datenraten ohne zusätzliche Leistung und Frequenz unterstützen. Allerdings hat es die Nachteile großer Abmessungen, niedriger Isolationsstufe und begrenzter 10-dB-Bandbreite. In34 wurde eine MIMO-Antenne mit vier Elementen im 2,45-GHz-ISM-Band für implantierbare medizinische Geräte entwickelt. Die Antenne basiert auf elektromagnetischen Bandlückenstrukturen (EBG) und einer teilweisen Masseebene. Die Haupteinschränkungen dieser Antenne sind ihre geringe Bandbreite, ihre großen Abmessungen und ihr geringerer Isolationsgrad. Im Jahr 32 wurde ein Doppelantennensystem für Biotelemetrieanwendungen mit hoher Datenrate eingeführt. Diese Antenne hat den Vorteil eines hohen Isolationsgrads, weist jedoch eine geringe Bandbreite und eine große Größe auf. Im Jahr 36 wurde die Mutula-Kopplungsstudie einer im Körper implantierten MIMO-Antenne durchgeführt. Im Vergleich zu anderen Antennen hat sie relativ kleine Abmessungen, allerdings auf Kosten einer extrem schmalen Bandbreite und großen Abmessungen. Die Autoren von37 haben eine MIMO-Antenne mit hoher Datenrate für biomedizinische Anwendungen entwickelt. Es verfügt über einen guten realisierten Gewinn, weist jedoch Nachteile durch eine schmale Bandbreite, eine große Größe und einen niedrigeren Isolationsgrad auf. In38 haben die Autoren eine MIMO-Antenne für tief implantierbare medizinische Geräte entwickelt. Es deckt eine Bandbreite von 320 MHz ab, zentriert bei 2,45 GHz. Diese Antenne verfügt über mehrere gute Eigenschaften (hohe Datenrate, gute Kanalkapazität und gute Spitzenverstärkung usw.), leidet jedoch unter großer Größe, begrenzter Bandbreite und geringerer Isolation. Obwohl MIMO-Antennen nachweislich die Datenraten erhöhen, geht diese Steigerung allerdings auf Kosten des sperrigen Geräts36,37,38. Dementsprechend ist die Verwendung kompakter Elemente der Hauptansatz zur Reduzierung der Gerätegröße. Die Reduzierung der Größe von MIMO-Antennen muss jedoch so erfolgen, dass eine hohe Isolation zwischen den Elementen gewährleistet bleibt.

Daher besteht das Hauptziel dieser Arbeit darin, eine kompakte, breitbandige und hochisolierte implantierbare MIMO-Antenne vorzustellen, die für medizinische Anwendungen geeignet ist, die hohe Datenraten erfordern. Um Kompaktheit zu erreichen, verwendet die vorgeschlagene Antenne ein Substrat mit hoher Permittivität, Schlitze auf der Grundebene und mäanderförmige Resonatoren. In die Grundebene der vorgeschlagenen Antenne werden Schlitze und I-förmige Stichleitungen eingebracht, um die Antennenelemente effektiv zu isolieren. Die vorgeschlagene Antenne hat eine geringe Größe (\(2,52 \,\hbox {mm}^{3}\)), was eine der kleinsten in der Literatur für implantierbare MIMO-Antennen ist. Darüber hinaus wird eine hohe Isolation von 30,1 dB bei 2,45 GHz mit einem Kantenabstand von 0,5 mm zwischen den beiden Antennenelementen erreicht und beide Teile teilen sich die gleiche Masseebene. Die vorgeschlagene Antenne arbeitet bei 2,45 GHz und verfügt über eine größere 10-dB-Bandbreite von 620 MHz (2,15–2,77 GHz). Darüber hinaus wird ein maximaler realisierter Gewinn von -20,6 dBi bei 2,45 GHz aufrechterhalten. Zur Validierung der Patientensicherheit werden Gesundheitssicherheitsparameter wie die Analyse der spezifischen Absorptionsrate (SAR) durchgeführt. Das Ergebnis zeigt, dass der 10-g-SAR-Wert der Antenne 402,8 W/kg beträgt, wenn eine Leistung von 1 W angelegt wird. Genauer gesagt kann das Kapselgerät eine maximale Eingangsleistung von 3,97 mW verarbeiten. Dies ist viel höher als die maximal zulässige Leistungsgrenze (25 μW). Um eine nahtlose Kommunikation mit hoher Datenrate sicherzustellen, werden Link-Budget-Analyse und MIMO-Kanalparameter untersucht. Die Ergebnisse zeigen die Unabhängigkeit zwischen den MIMO-Elementen und eine nahtlose drahtlose Kommunikation mit hohen Datenraten.

Schematische Darstellung der vorgeschlagenen MIMO-Antennenkonfiguration (a) Draufsicht, (b) Unteransicht, (c) 3D-Explosionsansicht und (d) Seitenansicht.

Der Aufbau der vorgeschlagenen implantierbaren MIMO-Antenne ist in Abb. 2 mit 3D-Explosionsansicht dargestellt (Geometrieabmessungen sind in Millimetern angegeben). Die Antenne besteht aus zwei Metallschichten mit einem Substrat mit hoher Dielektrizitätskonstante dazwischen. Die obere Metallschicht besteht aus zwei strahlenden Resonatoren, die auf mäanderförmigen Übertragungsleitungen basieren, während die untere Metallschicht eine geschlitzte Grundplatte ist, die Folgendes verbessern soll: (1) die Antennenimpedanzanpassung verbessern, (2) die Isolation zwischen den beiden erhöhen MIMO-Elemente und (3) verbessern die Impedanzbandbreite von 10 dB. Beide mäanderförmigen Resonatoren werden über ein 50 \(\Omega\)-Koaxialkabel über einen mit der Erde verbundenen SubMiniature-Stecker der Version A (SMA) gespeist. Das Koaxialkabel hat einen Innen- und Außenleiterdurchmesser von 0,25 mm bzw. 1,5 mm. Darüber hinaus ist jedes Kabel 115 mm lang. Das Substrat hat eine Dielektrizitätskonstante (\(\varepsilon _{r}\)) von 10,2, einen Verlustfaktor (tan\(\delta\)) von 0,0022 und eine Dicke von 0,12 mm. Ein Substrat mit hoher Dielektrizitätskonstante wird verwendet, um kleinere Strukturen zu erreichen und das Design zu verdichten. Die dünne Substratschicht soll die Leckage von Oberflächenwellen zwischen den beiden Elementen begrenzen und die Isolation verbessern. Das Antennensubstrat hat die Abmessungen \(5\times 4,2 \times 0,12\,\hbox {mm}^{3} = 2,52 \,\hbox {mm}^{3}\). Der Kompaktheitsvorteil des vorgeschlagenen Designs ist für kapselimplantierbare Geräte für tiefe medizinische implantierbare Anwendungen sehr wünschenswert.

Die Simulationsumgebung ist eine Schlüsselphase in diesem Entwurf. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass biomedizinische implantierbare Antennen in Gewebemodellen oder menschlichen Phantomen platziert werden. In diesem Artikel wird die implantierbare Antenne in eine Kapsel eingebettet, um bei der Implantation in tiefes Gewebe verwendet zu werden, wie in Abb. 3 dargestellt. Im Allgemeinen enthalten Kapselgeräte für tiefes Gewebe viele Komponenten wie Antennen, CMOS-Bildsensoren und Oberflächen montierte, konzentrierte Elemente (Kondensatoren, Widerstände usw.), Leuchtdioden (LEDs), Batterien, drahtlose Stromempfänger. Alle diese Komponenten sind in einer dünnwandigen Kapselhülle aus Aluminiumoxid untergebracht (\(\varepsilon _{r} = 9,8\), \(\hbox {Dicke} = 0,2 \,\hbox {mm}\)). Die Kapsel hat eine zylindrische Form mit einem Durchmesser von 8 mm und einer Länge von 17 mm.

Abbildung 3 zeigt, wie die Antenne in ein Muskelgewebe mit den Abmessungen \(160 \times 160 \times 160\, \hbox {mm}^{3}\) eingeführt wird. Das Muskelgewebe hat eine kubische Form mit einer Dielektrizitätskonstante (\(\varepsilon _{r} = 52,79\)) und einer Leitfähigkeit (\(\sigma = 1,70 \,\hbox {S/m}\))39. Im ersten Schritt wird die Antenne ohne Kapselimplantat allein in einem kubischen Muskel platziert und in einer Tiefe von 80 mm platziert. Anschließend wird die vorgeschlagene Konfiguration mit anderen elektronischen Teilen in der Kapsel platziert. Anschließend wird diese Konfiguration für bessere Ergebnisse optimiert. Schließlich wird der Bauch des menschlichen Körpers als Implantationsort ausgewählt, an dem die vorgeschlagene Antenne im Inneren der Kapsel platziert wird. Es ist erwähnenswert, dass die Simulation beider Schemata mit der Ansys-Hochfrequenzsimulationssoftware (HFSS)40 durchgeführt wird. In den Simulationen werden das Gewebemodell und das menschliche Phantom wie ersichtlich in einer kubischen Strahlungsbox mit den Abmessungen (\(510\times 510 \times 510 \,\hbox {mm}^{3}\)) positioniert in Abb. 3. Die Software-Analyseeinstellungen sind auf (a) Lösungstyp: Terminalmodus; (b) Lösungsfrequenz \(= 2,45\) GHz; (c) maximale Anzahl der Durchgänge \(= 20\); (d) maximales Delta S \(= 0,01\); (e) Wobbelfrequenz \(= 2\)–3,5 GHz mit Schritten von 1 MHz.

Simulationsszenarien des vorgeschlagenen implantierbaren MIMO-Antennensystems40.

Im Gegensatz zu herkömmlichen Freiraumantennen arbeiten solche Antennen in heterogenen Körpern. Folglich wirken sich mehrere Parameter des menschlichen Körpers auf seine Leistungsfähigkeit aus. Um die gewünschten Ergebnisse zu erzielen, sind daher mehrere Entwurfsphasen erforderlich. Um die erforderlichen Ergebnisse zu erzielen, wird diese Antenne in vier Stufen entworfen, wie in Abb. 4 dargestellt. Während der Designentwicklungsstufen werden mehrere Optimierungsziele berücksichtigt. Diese Optimierungsziele sind: (1) kompaktes Design, (2) bessere Impedanzanpassung, (3) große Bandbreite und (4) hohe Isolation.

In Schritt 1 wird ein herkömmlicher Halbwellen-Monopolstrahler mit Ansys HFSS entworfen. Der Kantenabstand zwischen den Monopolstrahlern beträgt 0,5 mm. Um einen erweiterten Strompfad in eine kleine Geometrie zu integrieren, wird die mäanderförmige Geometrie ausgewählt. Die Ausgangsabmessungen werden nach Gl. ausgewählt. (1).

Dabei ist f die Resonanzfrequenz der strahlenden Struktur, \(\varepsilon _{r}\) die relative Permittivität des Substrats, auf dem der Strahler konstruiert ist, c die Lichtgeschwindigkeit und \(L_{m}\) ist die Länge des Monopolstrahlers.

Optimierungsstufen des vorgeschlagenen MIMO-Antennensystems.

Aus Abb. 4 ist ersichtlich, dass beide Geometrien der Monopolstrahler eine gemeinsame Grundebene haben. Darüber hinaus sind die S-Parameter dieses Schritts in Abb. 5 dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Antenne bei 3,1 GHz schwingt und eine Isolation von 10,3 dB aufweist. In dieser Designentwicklungsphase weisen diese Antennen eine geringere Impedanzanpassung, große Abmessungen und eine höhere gegenseitige Kopplung auf. Darüber hinaus ist in Abb. 6 auch die Impedanz der Antenne (Realteil) dargestellt. Offensichtlich wird nur eine Mode der Antenne angeregt; Daher weist die Antenne eine schmale Reflexionskoeffizientenkurve auf.

\(\hbox {S}_{11}\) und \(\hbox {S}_{21}\) der Antenne in Optimierungsstufen (Optimierungsziele: Kompaktheit, große Bandbreite und hohe Isolation).

Um kompakte Abmessungen zu erreichen, werden in Schritt 2 mehrere Schlitze in der Masseebene realisiert, wie in Abb. 4 dargestellt. Die Realisierung zusätzlicher Schlitze in der Masseebene bringt zusätzliche Kapazität24. Dadurch verringert sich die Resonanzfrequenz der Antenne. Der Einfluss zusätzlicher Reaktanz auf die Resonanzfrequenz kann mithilfe des Slow-Wave-Phänomens erläutert werden. Tatsächlich kann eine herkömmliche Antenne als Reiheninduktivität und Parallelkondensator betrachtet werden. Dementsprechend kann die Wellenphasengeschwindigkeit mit berechnet werden

Wobei die Ausbreitungsgeschwindigkeit mit v dargestellt wird, c für die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum steht, \(L_{an}\), \(C_{an}\), \(\lambda_{g}\) und f sind Induktivität, Kapazität, geführte Wellenlänge bzw. Resonanzfrequenz der Antenne15.

Gleichung (2) erläutert, dass die Reaktanz der Antenne eine umgekehrte Beziehung zur Antennenresonanzfrequenz hat. Tatsächlich erhöht das Hinzufügen solcher Schlitze den Reaktanzwert; Dadurch schwingt die Antenne in einem niedrigeren Frequenzband und es wird eine Kompaktheit erreicht. Die S-Parameter des zweiten Schritts sind in Abb. 5 dargestellt. Es ist zu erkennen, dass die Antenne bei 2,6 GHz mit einer 10-dB-Impedanzbandbreite von 240 MHz (2,51–2,75 GHz) und einer Isolation von 15,1 dB resonierte. Durch die Hinzufügung dieser Steckplätze wird eine Miniaturisierung von 16,12 % und eine Isolationsverbesserung von 4,8 dB erreicht. Darüber hinaus wird auch die Impedanzanpassung der Antenne verbessert. Darüber hinaus ist in Abb. 6 die Eingangsimpedanz (Realteil) der Antenne dargestellt, die das Miniaturisierungsphänomen bestätigt. Es ist zu erkennen, dass der Grundmodus der Antenne durch zusätzliche Schlitze in der Grundebene zu den niedrigeren Frequenzen verschoben wird.

Eingangsimpedanz (Realteil) der Antenne in Optimierungsstufen.

In den vorherigen Schritten der Designentwicklung (Schritt 1 und Schritt 2) wird eine ausreichende Miniaturisierung und Impedanzanpassung erreicht. Die Antenne leidet jedoch immer noch unter schlechter Impedanzanpassung, geringer Bandbreite und hoher gegenseitiger Kopplung. Um die Bandbreite der Antenne zu erhöhen und die Kopplung zwischen den Strahlern zu verringern, wird ein T-förmiger Schlitz hinzugefügt (Abb. 4). Mit der Realisierung dieses Schlitzes wird der zweite Modus der Antenne angeregt und die Bandbreite der Antenne erhöht, wie in den Abbildungen gezeigt. 5 und 6. Ebenso wird durch diesen Schlitz die gegenseitige Kopplung zwischen den Monopolstrahlern verringert. Darüber hinaus wird die Resonanzfrequenz durch weitere zusätzliche Kapazität auf 2,54 GHz gesenkt. Dementsprechend beträgt die Antennenresonanzfrequenz in Schritt 3 2,54 GHz, mit einer Bandbreite von 560 MHz (2,25–2,81 GHz) und einer Isolation von 21,9 dB.

Lumped-Elemente-Modell der vorgeschlagenen breitbandigen implantierbaren MIMO-Antenne.

Um die Isolation und Impedanzbandbreite weiter zu erhöhen, ist in der Masseebene eine zentrale I-förmige Stichleitung realisiert. Mit diesem Zusatz arbeitet die Antenne bei 2,45 GHz und deckt eine Impedanzbandbreite von 620 MHz (2,15–2,77 GHz) und eine Isolation von 30,1 dB ab. Tatsächlich verbessert die I-förmige Stichleitung die Impedanzanpassung, verbessert die Impedanzbandbreite von 10 dB und verringert die gegenseitige Kopplung, wie in Abb. 5 dargestellt. Die Kombination aus T-förmigem Schlitz und I-förmiger Stichleitung aktiviert zwei Modi des Strahlers ( wie in Abb. 6 gezeigt); Dadurch wird die Impedanzbandbreite von 10 dB erhöht. Darüber hinaus begrenzen sie den Stromfluss von einem Strahler zum zweiten; Reduzieren Sie daher die gegenseitige Kopplung. Durch die Optimierung dieser Antenne über vier Entwicklungsstufen des Designs werden alle Optimierungsziele (Kompaktheit, Impedanzanpassung, Bandbreitenverbesserung, Reduzierung der gegenseitigen Kopplung) erreicht.

In diesem Abschnitt wird das Phänomen der größeren Bandbreite und der hohen Isolation mithilfe von Lumped-Elemente-Modellen weiter erläutert. Wie bereits erwähnt, arbeitet diese Antenne in zwei angeregten Modi (siehe Abb. 6); weisen somit eine große Impedanzbandbreite von 10 dB auf. Dementsprechend wird jeder Modus der Antenne als paralleler RLC-Schaltkreis modelliert, wie in Abb. 7 dargestellt. Impedanztransformatoren werden zur Kopplung jeder Monopol-Strahlerantenne mit der Quelle verwendet. Darüber hinaus ist \(M_{12}\) die Intermode-Kopplung, die für die Kopplung der beiden angeregten Moden verantwortlich ist. Tatsächlich sorgt die richtige Kopplung zwischen den beiden Moden (\(M_{12}\)) für eine große Impedanzbandbreite. Bei MIMO-Antennen kommt es immer zu unerwünschten Kopplungen zwischen den Elementen. Diese unerwünschte Kopplung zwischen den Antennenelementen wird als \(M_{a}\) ausgedrückt. Um diese Kopplung zu reduzieren, werden unterschiedliche Entkopplungstechniken eingesetzt. In dieser Arbeit verwendeten wir eine defekte Bodenstruktur und einen I-förmigen Stutzen zur Kopplungsreduzierung. Dementsprechend wird auch eine entkoppelnde RLC-Schaltung (\(R_{c}\), \(L_{c}\), \(C_{c}\)) hinzugefügt, wie in Abb. 7 gezeigt. \(M_{d }\) bezieht sich auf die Kopplung von Monopolstrahlern mit Entkopplungsschaltung. Abschließend wird diese Schaltung mit dem Advanced Design System (ADS) von Keysight analysiert und optimiert. Die optimierten Schaltungswerte sind in Abb. 7 tabellarisch aufgeführt. Die S-Parameter der optimierten Schaltung sind in Abb. 9 dargestellt, die gut mit den simulierten (EM) und gemessenen Ergebnissen übereinstimmen.

Zur Herstellung der Breitband-MIMO-Antenne wird eine Leiterplatte (PCB) auf einem Rogers RO3010-Substrat mit einer hohen Dielektrizitätskonstante (\(\varepsilon _{r} = 10,2\)) und einem niedrigen Verlustfaktor (tan\(\delta) verwendet = 0,0022\)). Die Gesamtgröße der Antenne beträgt \(5\times 4,2\times 0,12\, \hbox {mm}^{3}\). Zur Durchführung der Simulationen wird die Hochfrequenzsimulationssoftware (HFSS) von Ansys verwendet. Bei der Herstellung des Antennenmetalls, der Stubs und der defekten Massestrukturen auf einem Substrat wird ein chemischer Ätzprozess verwendet. Die Kapselhülle (mit einem Durchmesser \(= 8\) mm und einer Länge \(= 17\) mm) wird aus Aluminiumoxidmaterial mithilfe der 3D-Drucktechnologie hergestellt, die bei den Simulationen berücksichtigt wird. Abbildung 8 zeigt die Messumgebung des hergestellten Antennenprototyps und der Kapselhülle. Die von der Antenne gemessenen S-Parameter werden durch Einführen der Kapsel in eine Hackfleischprobe ermittelt. Darüber hinaus wird die vorgeschlagene Antenne zur Messung der Strahlungsmuster und des realisierten Antennengewinns in einer reflexionsarmen Antennenkammer platziert.

Hergestellte Antenne und ihr Messaufbau für S-Parameter und Strahlungsmuster.

S-Parameter (EM: Elektromagnetische Modellsimulationen; CM: Schaltungsmodellsimulationen; Meas: Gemessen).

\(\hbox {J}_{{\mathrm{surf}}}\) bei 2,45 GHz, wenn (a) Port 1 der Antenne erregt ist und (b) Port 2 der Antenne erregt ist.

Die S-Parameter der vorgeschlagenen implantierbaren Breitbandantenne sind in Abb. 9 dargestellt, die die Ergebnisse des 3D-Elektromagnetsimulators, das Ersatzschaltbildmodell (Abb. 7) und die Messungen des Vektornetzwerkanalysators veranschaulicht. Der Reflexionskoeffizient (\(S_{11}\)) der Antenne wird an die gewünschte Mittenfrequenz (2,45 GHz) angepasst, wobei eine 10-dB-Bandbreite von 620 MHz (2,15–2,77 GHz) erreicht wird. Die realisierte gegenseitige Kopplung (\(S_{21}\)) zwischen den beiden Antennenteilen beträgt weniger als 28 dB (mit einem gegenseitigen Kopplungswert von 30,1 dB bei 2,45 GHz). Trotz des geringen Kantenabstands von 0,5 mm zwischen den beiden Antennenteilen ist die gegenseitige Kopplung zwischen ihnen sehr gering. Die Ergebnisse zeigen, dass alle gemessenen S-Parameter gut mit den 3D-EM-Simulationen und Ersatzschaltbildmodellsimulationen übereinstimmen.

Abbildung 10 zeigt die Simulationsergebnisse der Oberflächenstromverteilung (\(\hbox {J}_{{surf}}\)) auf beiden Antennenelementen. Bei der Simulation des Entwurfs in HFSS wird die Leistung an ein Element angelegt, während das andere Element durch eine 50 \(\Omega)-Last abgeschlossen wird. In Abb. 10a ist der Anschluss des ersten Elements (rechtes Element) erregt. Es wird beobachtet, dass die Oberflächenstromdichte (\(\hbox {J}_{{surf}}\)) am angeregten Patch konzentriert ist, ohne dass am abgeschlossenen Anschluss ein maximaler Stromverlust auftritt. Aufgrund der perfekten Struktursymmetrie wiederholt sich das Verhalten, wenn der Anschluss des zweiten Elements erregt wird (linkes Element) (wie in Abb. 10b dargestellt). Daraus kann geschlossen werden, dass die Isolierung zwischen den beiden Antennenteilen sehr gut funktioniert und der Leckstrom zwischen ihnen minimal ist.

Abbildung 11 zeigt die gemessenen und simulierten Strahlungsmuster bei der Mittenfrequenz der Antenne (2,45 GHz). Die Messung der Antennenstrahlungsmuster erfolgt in einer schalltoten Kammer auf den beiden Hauptebenen (XZ-Ebene und YZ-Ebene). Die von der Antenne gemessenen Strahlungsmuster kommen den Simulationen sehr nahe und zeigen in allen Richtungen das gleiche Verhalten. Die Strahlungsmuster sind in beiden Hauptebenen nahezu isotrop. Die isotropen Strahlungsmuster sind in biomedizinischen implantierbaren Geräten äußerst wünschenswert, da sie Informationswellen aus allen Richtungen senden/empfangen können. Wichtiger sind solche Strahlungsmuster bei beweglichen Implantaten, beispielsweise Kapselendoskopen.

Strahlungsmuster der vorgeschlagenen breitbandigen implantierbaren MIMO-Antenne bei 2,45 GHz.

Abbildung 12a zeigt die Simulations- und Messergebnisse des realisierten Spitzengewinns der vorgeschlagenen Antenne gegenüber der Frequenz. Die Ergebnisse zeigen, dass der realisierte Spitzengewinn der Antenne \(-20,6 \,\hbox {dBi}\) bei 2,45 GHz beträgt und der gemessene Gewinn fast den Simulationsgewinnen ähnelt.

Ebenso wie die Biokompatibilität von Antenne und Kapselgerät ist es notwendig, die Sicherheit des Menschen hinsichtlich der Eingangsleistung und der SAR-Analyse zu gewährleisten. Tatsächlich sind die Eingangsleistung und der SAR korrelierte Parameter. Genauer gesagt erhöht eine Erhöhung der Eingangsleistung den SAR-Wert. Der SAR-Wert kann theoretisch anhand der folgenden Gleichung berechnet werden.

In der obigen Gleichung (Gleichung 3) ist \(\sigma\) die Leitfähigkeit des Gewebes, SAR die spezifische Absorptionsrate, E das elektrische Feld und \(M_{d}\) die Massendichte.

(a) Maximaler realisierter Gewinn der Antenne als Funktion der Frequenz. (b) 10 g SAR der Antenne bei 2,45 GHz40.

Gemäß der Norm IEEE C95.1-2019 sollte der Spitzen-SAR-Wert 2 W/kg (bei 1 W Eingangsleistung) für 10 g schweres Gewebe nicht überschreiten. Während der SAR-Simulation (10-g-Gewebe) wird jeder Anschluss der vorgeschlagenen Antenne mit einer Eingangsleistung von 1 W angeregt. Darüber hinaus wird die Antenne in einem Kapselgerät platziert und dasselbe Gerät wird im Bauch des realistischen menschlichen Körpers platziert . Bei solchen Simulationen bei 2,45 GHz wird der SAR-Spitzenwert von 397 W/kg erreicht, wie in Abb. 12b dargestellt. Somit trägt jede Antenne einen SAR-Wert von 198,5 W/kg zum Gesamtwert bei. Mit diesem SAR-Wert (198,5 W/kg) kann jedes Element dieser Antenne eine Eingangsleistung von 10 mW unterstützen. Erwähnenswert ist, dass dieser Wert für eine Eingangsleistung von 1W berechnet wird; In Echtzeitanwendungen sind jedoch nur -16 dBm Eingangsleistung zulässig (ITU-R RS.1346). Der Hauptzweck einer derart niedrigen Eingangsleistung besteht darin, Störungen der implantierbaren Geräte mit in der Nähe befindlichen Kommunikationsgeräten zu reduzieren. Dementsprechend ist die vorgeschlagene Antenne für eine Eingangsleistung von 10 mW oder weniger sicher. Diese Ergebnisse deuten darauf hin, dass die Verwendung dieser Antenne in tief implantierten biomedizinischen Geräten sicher ist.

Link-Marge (in dB) der vorgeschlagenen breitbandigen implantierbaren MIMO-Antenne (Abstand zwischen Sender (Tx) und Empfänger (Rx) wird variiert).

Ein wichtiger Parameter, der bei implantierbaren Antennen berücksichtigt werden muss, ist die Link-Budgetmarge. Es deckt den Aspekt der Berechnung der Datenübertragungsrate und des Abdeckungsbereichs der Antenne vor der Implantation des Geräts in einen menschlichen Körper ab. Die Link-Budget-Analyse wird wie folgt durchgeführt: (1) Die implantierbare MIMO-Antenne wird als Sender mit einer Sendeleistung von -16 dBm und einem realisierten Gewinn von -20,6 \,\hbox {dBi}\ verwendet. ), (2) eine Empfänger-Dipolantenne (Verstärkung 2 dBi) befindet sich in einiger Entfernung vom Sender und (3) die Link-Marge wird näherungsweise bei verschiedenen Datenraten (1 Mbit/s bis 150 Mbit/s) bei 2,45 GHz berechnet und berechnet bei unterschiedlichen Abständen zwischen Sender und Empfänger unter Verwendung der Friis-Übertragungsgleichung13. Der berechnete Link-Marge (in dB) ist in Abb. 13 im Vergleich zum Abstand zwischen der Sende- und Empfangsantenne (in Metern) für verschiedene Datenratenstufen bei 2,45 GHz dargestellt. Die Ergebnisse zeigen, dass der Ausgangsverbindungsspielraum bei einer Entfernung von 3 m zwischen Sende- und Empfangsantenne bei einer hohen Datenrate von bis zu 120 Mbit/s größer als 25 dB ist. Das Link-Margin-Budget beträgt mehr als 25 dB für 7 m mit einer Datenrate von 25 Mbit/s. Dies zeigt, dass ein zufriedenstellender Verbindungsspielraum für die Übertragung hoher Datenraten erreicht wird, wodurch eine hervorragende Leistung unter Bedingungen hoher Verluste oder anderer äußerer Faktoren gewährleistet wird.

ECC- und DG-Ergebnisse der vorgeschlagenen implantierbaren Breitbandkonfiguration.

Die MIMO-Kanalparameter werden berechnet, um die Qualität des MIMO-Systems zu bewerten. Zu diesen Parametern gehören der Hüllkurvenkorrelationskoeffizient (ECC), der Diversitätsgewinn (DG) und die Kanalkapazität38.

Der Fernfeld-ECC der vorgeschlagenen MIMO-Antenne im Verhältnis zur Frequenz ist in Abb. 14 dargestellt. Die ECC-Werte werden aus den Fernfeldmustern unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet

wobei \(\vec {An_{i}}(\theta ,\phi )\) das dreidimensionale Fernfeldmuster der ersten Antenne ist und \(\vec {An_{j}}(\theta ,\phi )\) ist das dreidimensionale Fernfeldmuster der zweiten Antenne. \(\Omega\) ist der Raumwinkel. Die Berechnungen zeigen, dass die ECC-Werte im gewünschten Breitbandfrequenzbereich von 2,15 bis 2,77 GHz unter 0,11 liegen. Es ist erwähnenswert, dass ein ECC-Wert von 0,1 als angemessener Wert für MIMO-Systeme angesehen wird.

CC versus SNR für die breitbandige implantierbare MIMO-Antenne mit drei verschiedenen Systemen (SISO, ideales MIMO und vorgeschlagenes MIMO).

Der Diversity-Gewinn (DG) der vorgeschlagenen Antenne gegenüber der Frequenz ist in Abb. 14 dargestellt. Die DG-Werte werden aus ECC unter Verwendung der folgenden Gleichung berechnet

Es ist zu erkennen, dass der Diversity-Gewinn der vorgeschlagenen Antenne innerhalb des gewünschten Frequenzbereichs (2,15–2,77 GHz) mehr als 9,9 dB beträgt, was dieses Design zu einer guten Option für drahtlose medizinische Anwendungen macht.

Ein weiterer wichtiger Faktor zur Bewertung der vorgeschlagenen MIMO-Antenne ist die Kanalkapazität (CC). Die Kanalkapazität der MIMO-Topologie kann aus den Antennenstrahlungsmustern über eine Kanalmatrix berechnet werden, die mithilfe von Gl. abgeleitet werden kann. (6)41.

Dabei ist CC die Kanalkapazität, SNR das Signal-Rausch-Verhältnis, N die Rauschleistung, H und I die Kanal- bzw. Identitätsmatrix.

Die Kanalkapazität (in bps/Hz) ist (in Abb. 15) gegen SNR (in dB) für drei verschiedene Systeme aufgetragen: (a) eine ideale SISO, (b) eine ideale \(2\times 2\) MIMO-Antenne und (c) das vorgeschlagene \(2\times 2\) MIMO-Antennensystem. Die Ergebnisse zeigen, dass der CC der vorgeschlagenen MIMO-Antenne 8,2 bps/Hz bei einem SNR von 20 dB beträgt, was größer ist als die idealen SISO-Systeme (mit einem CC von 5,79 bps/Hz). Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die vorgeschlagene MIMO-Antenne im Vergleich zu den idealen SISO-Systemen eine bessere Leistung aufweist, was diese Antenne zu einem hervorragenden Kandidaten für biomedizinische Anwendungen mit hohen Datenraten macht.

Um die Funktionsfähigkeit der vorgeschlagenen Antenne besser zu verstehen, werden Experimente mit softwaredefinierten Funkgeräten (SDRs) durchgeführt, wie in Abb. 16 dargestellt. In diesem Experiment werden zwei SDRs (einer im Sendemodus und der andere im Empfangsmodus) verwendet gebraucht. Darüber hinaus wird als Empfangsantenne eine Dipolantenne mit 2 dBi Gewinn verwendet. Die vorgeschlagene Antenne wird im Hackfleisch platziert. Beide SDRs sind an einen Laptop angeschlossen, wie in Abb. 16 dargestellt. Durch die Übertragung von SDR wird ein 20 MHz schmalfrequenzmoduliertes (NFW) Signal erzeugt und über die vorgeschlagene Antenne übertragen. Eine Dipolantenne mit einem Gewinn von 2 dBi wird an den empfangenden SDR angeschlossen, um dieses Signal zu empfangen. Der empfangende SDR ist mit einem Laptop verbunden. Das gesendete Signal wird am Empfangsende erfolgreich empfangen. Somit ist diese Antenne in der Lage, Telemetrie in realen Szenarien durchzuführen.

(a) Blockdiagramm des Experiments. (b) Versuchsaufbau zur praktischen Messung der vorgeschlagenen Antenne.

Am Ende ist eine Vergleichstabelle (Tabelle 1) enthalten, um die vorgeschlagene Arbeit zusammenzufassen und sie mit implantierbaren Antennen auf dem neuesten Stand der Technik zu vergleichen. Im Vergleich zu früheren veröffentlichten Arbeiten weist unsere Arbeit Vorteile hinsichtlich einer großen Impedanzbandbreite, kompakten Größe und hohen Isolation auf.

Es wird eine kleine, breitbandige, kompakte und hochisolierte Zwei-Element-MIMO-Antenne für die drahtlose Kapselendoskopie vorgeschlagen, entworfen und bei 2,45 GHz gemessen. Um die Antennengröße kompakt zu halten (5 × 4,2 × 0,12 mm3), wurden eine mäanderförmige Monopolgeometrie, eine defekte Bodenstruktur und eine hohe Dielektrizitätskonstante des Substrats gewählt. Zur Anregung von Dualmoden wurde eine defekte Bodenstruktur genutzt, um eine größere Bandbreite von 620 MHz (2,15–2,77 GHz) zu erreichen. Durch die Kombination aus defekter Bodenstruktur und I-förmiger Stichleitung wurde trotz eines kleinen Rand-zu-Rand-Abstands von 0,5 mm eine geringere gegenseitige Kopplung zwischen den Antennen (30,1 dB bei 2,45 GHz) erreicht. Unter Berücksichtigung der Konfiguration auf Systemebene wurde diese Antenne in einem Kapselgerät simuliert und gemessen, wobei die Auswirkungen anderer Komponenten und des Geräts selbst berücksichtigt wurden. Die praktischen Messungen wurden durchgeführt, indem das Kapselgerät (mit der MIMO-Antenne) in gehacktes Schweinefleisch eingeführt wurde. Der gemessene realisierte Spitzengewinn beträgt \(-22,7\) dBi. Es wurde verifiziert, dass ECC, DG und CC zufriedenstellende Leistungen zeigen. Die entworfene Antenne hat eine höhere Kanalkapazität (\(\ca. 8,2 \,\hbox {bps/Hz}\) bei \(\hbox {SNR} = 20 \,\hbox {dB}\)) als SISO-Antennen; Daher ist es eine geeignete Option für endoskopische Kapselanwendungen mit hoher Datenrate.

Alle während dieser Studie generierten oder analysierten Daten sind in diesem veröffentlichten Artikel enthalten.

Chow, EY, Chlebowski, AL & Irazoqui, PP Ein miniaturimplantierbarer HF-drahtloser aktiver Glaukom-Augeninnendruckmonitor. IEEE Trans. Biomed. Schaltungen Syst. 4, 340–349 (2010).

Artikel Google Scholar

Chiou, J.-C. et al. Auf dem Weg zu einem drahtlos betriebenen System zur Überwachung des Augeninnendrucks auf der Linse. IEEE J. Biomed. Gesundheitsinformationen. 20, 1216–1224 (2016).

Artikel Google Scholar

Karacolak, T., Hood, AZ & Topsakal, E. Design einer implantierbaren Dualband-Antenne und Entwicklung hautähnlicher Gele für die kontinuierliche Glukoseüberwachung. IEEE Trans. Mikrowelle. Theorie Tech. 56, 1001–1008 (2008).

Artikel ADS CAS Google Scholar

Liu, XY, Wu, ZT, Fan, Y. & Tentzeris, EM Eine miniaturisierte CSRR-beladene, zirkular polarisierte implantierbare Antenne mit großer Strahlbreite für die subkutane Echtzeit-Glukoseüberwachung. IEEE-Antennen Wirel. Propag. Lette. 16, 577–580 (2016).

Artikel ADS Google Scholar

Sharma, A., Kampianakis, E. & Reynolds, MS Ein Dualband-HF- und -UHF-Antennensystem für implantierte neuronale Aufzeichnungs- und Stimulationsgeräte. IEEE-Antennen Wirel. Propag. Lette. 16, 493–496 (2016).

Artikel ADS Google Scholar

Lee, B. et al. Ein implantierbares System zur Aufzeichnung und Stimulation peripherer Nerven für Experimente an sich frei bewegenden Tieren. Wissenschaft. Rep. 8, 1–12 (2018).

ADS Google Scholar

Bahrami, H., Mirbozorgi, SA, Ameli, R., Rusch, LA & Gosselin, B. Flexible, polarisationsdiverse UWB-Antennen für implantierbare neuronale Aufzeichnungssysteme. IEEE Trans. Biomed. Schaltungen Syst. 10, 38–48 (2015).

Artikel Google Scholar

Asif, SM, Iftikhar, A., Braaten, BD, Ewert, DL & Maile, K. Ein numerisches Breitband-Gewebemodell für tief implantierbare Antennen für HF-betriebene leitungslose Herzschrittmacher. IEEE Access 7, 31031–31042 (2019).

Artikel Google Scholar

Zada, M., Shah, IA, Basir, A. & Yoo, H. Ultrakompakte implantierbare Antenne mit verbesserter Leistung für kabellose Herzschrittmachersysteme. IEEE Trans. Antennenpropag. 69, 1152–1157. https://doi.org/10.1109/TAP.2020.3008070 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Das, R. & Yoo, H. Ein breitbandiges zirkular polarisiertes konformes endoskopisches Antennensystem für Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung. IEEE Trans. Antennenpropag. 65, 2816–2826 (2017).

Artikel ADS MathSciNet Google Scholar

Hayat, S., Shah, SAA & Yoo, H. Miniaturisierte, zirkular polarisierte, implantierbare Dualband-Antenne für ein endoskopisches Kapselsystem. IEEE Trans. Antennenpropag. 69, 1885–1895. https://doi.org/10.1109/TAP.2020.3026881 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Kiourti, A. & Nikita, KS Miniatur-Kopfhaut-implantierbare Antennen für Telemetrie in den Mikrofon- und Ism-Bändern: Design, Sicherheitsüberlegungen und Link-Budget-Analyse. IEEE Trans. Antennenpropag. 60, 3568–3575 (2012).

Artikel ADS MathSciNet Google Scholar

Iqbal, A. et al. Biotelemetrie und drahtlose Stromversorgung biomedizinischer Implantate mithilfe einer gleichrichterintegrierten selbstdiplexierenden implantierbaren Antenne. IEEE Trans. Mikrowelle. Theorie Tech. 69, 3438–3451. https://doi.org/10.1109/TMTT.2021.3065560 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Tang, X., Wong, H., Long, Y., Xue, Q. & Lau, K. Zirkular polarisierte, kurzgeschlossene Patchantenne auf einem Substrat mit hoher Permittivität und Breitband. IEEE Trans. Antennenpropag. 60, 1588–1592 (2011).

Artikel ADS Google Scholar

Chi, P.-L., Waterhouse, R. & Itoh, T. Antennenminiaturisierung unter Verwendung des Slow-Wave-Verstärkungsfaktors aus belasteten Übertragungsleitungsmodellen. IEEE Trans. Antennenpropag. 59, 48–57 (2010).

Artikel ADS Google Scholar

Basir, A., Zada, M., Cho, Y. & Yoo, H. Eine dual-zirkular polarisierte endoskopische Antenne mit Breitbandeigenschaften und drahtloser biotelemetrischer Verbindungscharakterisierung. IEEE Trans. Antennenpropag. 68, 6953–6963 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Kaim, V., Kanaujia, BK & Rambabu, K. Viereckiges, zirkular polarisiertes kubisches mimo-implantierbares Antennensystem mit räumlicher Diversität für die Biotelemetrie. IEEE Trans. Antennenpropag. 69, 1260–1272. https://doi.org/10.1109/TAP.2020.3016483 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Liu, C., Guo, Y.-X. & Xiao, S. Kapazitiv geladene zirkular polarisierte implantierbare Patchantenne für biomedizinische Anwendungen im Ism-Band. IEEE Trans. Antennenpropag. 62, 2407–2417 (2014).

Artikel ADS Google Scholar

Xu, L.-J., Bo, Y., Lu, W.-J., Zhu, L. & Guo, C.-F. Zirkular polarisierte Ringantenne mit großer Axialverhältnisbandbreite für biomedizinische Anwendungen. IEEE Access 7, 59999–60009 (2019).

Artikel Google Scholar

Samanta, G. & Mitra, D. Zirkular polarisierte, flexible implantierbare Dualband-Antenne mit reaktivem Impedanzsubstrat. IEEE Trans. Antennenpropag. 67, 4218–4223 (2019).

Artikel ADS Google Scholar

Zada, M., Shah, IA & Yoo, H. Mit Metamaterial beladenes, kompaktes, zirkular polarisiertes, implantierbares Dualband-Antennensystem mit hoher Verstärkung für mehrere biomedizinische Anwendungen. IEEE Trans. Antennenpropag. 68, 1140–1144 (2019).

Artikel ADS Google Scholar

Huang, F.-J. et al. Rectenna-Anwendung eines miniaturisierten implantierbaren Antennendesigns für die Dreiband-Biotelemetriekommunikation. IEEE Trans. Antennenpropag. 59, 2646–2653 (2011).

Artikel ADS Google Scholar

Zada, M. & Yoo, H. Ein miniaturisiertes implantierbares Dreiband-Antennensystem für Biotelemetrieanwendungen. IEEE Trans. Antennenpropag. 66, 7378–7382 (2018).

Artikel ADS Google Scholar

Basir, A. & Yoo, H. Effizientes drahtloses Energieübertragungssystem mit einer miniaturisierten quad-band implantierbaren Antenne für Deep-Body-Multitasking-Implantate. IEEE Trans. Mikrowelle. Theorie Tech. 68, 1943–1953 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Das, R. & Yoo, H. Eine Multibandantenne, die drahtlose Überwachung und ein leckagefreies drahtloses Energieübertragungssystem für biomedizinische Implantate verbindet. IEEE Trans. Mikrowelle. Theorie Tech. 65, 2485–2495 (2017).

Artikel ADS Google Scholar

Xia, Z. et al. Eine breitbandige, zirkular polarisierte, implantierbare Patchantenne für biomedizinische Anwendungen im Ism-Band. IEEE Trans. Antennenpropag. 68, 2399–2404 (2019).

Artikel ADS Google Scholar

Basir, A., Zada, M. & Yoo, H. Kompakte und flexible Breitbandantenne für intraorales Zungenantriebssystem für Menschen mit Behinderungen. IEEE Trans. Antennenpropag. 68, 2405–2409 (2019).

Artikel ADS Google Scholar

Iqbal, A. et al. Millimeterwellen-Mimo-Antenne mit elektromagnetischer Bandlücke für tragbare Anwendungen. IEEE Access 7, 111135–111144 (2019).

Artikel Google Scholar

Jensen, MA & Wallace, JW Ein Überblick über Antennen und Ausbreitung für die drahtlose Mimo-Kommunikation. IEEE Trans. Antennenpropag. 52, 2810–2824 (2004).

Artikel ADS Google Scholar

Iqbal, A. et al. Breitbandige zirkular polarisierte Mimo-Antenne für tragbare biotelemetrische Geräte mit hohem Datenvolumen. IEEE Access 8, 17935–17944 (2020).

Artikel Google Scholar

Alibakhshikenari, M. et al. Studie zur Isolationsverbesserung zwischen dicht gepackten Patch-Antennen-Arrays basierend auf fraktalen metamaterialen elektromagnetischen Bandlückenstrukturen. IET Microwaves Antennas Propag. 12, 2241–2247 (2018).

Artikel Google Scholar

Poshtgol, PL, Jichao, L., Soltani, S. & Murch, RD Mimo-Antennen für Kapselendoskopsysteme. Im Jahr 2016 IEEE International Symposium on Antennas and Propagation (APSURSI), 1175–1176 (IEEE, 2016).

Xiao, S., Liu, C., Li, Y., Yang, XM & Liu, X. Kleines implantierbares Doppelantennensystem für Biotelemetriegeräte. IEEE-Antennen Wirel. Propag. Lette. 15, 1723–1726 (2016).

Artikel ADS Google Scholar

Fan, Y., Huang, J., Chang, T. & Liu, X. Eine miniaturisierte Vier-Element-Mimo-Antenne mit EBG für implantierbare medizinische Geräte. IEEE J. Electromag. RF-Mikrow. Med. Biol. 2, 226–233 (2018).

Artikel Google Scholar

Moirangthem, SS, Ghosh, J., Ghosh, S. & Sarkhel, A. Miniaturisiertes Doppelantennensystem für implantierbare Biotelemetrieanwendungen. IEEE-Antennen Wirel. Propag. Lette. 20, 1394–11398. https://doi.org/10.1109/LAWP.2021.3081477 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Matekovits, L., Huang, J., Peter, I. & Esselle, KP Gegenseitige Kopplungsreduzierung zwischen implantierten Mikrostreifenantennen auf einer zylindrischen biometallischen Grundebene. IEEE Access 5, 8804–8811. https://doi.org/10.1109/ACCESS.2017.2703872 (2017).

Artikel Google Scholar

Iqbal, A., Al-Hasan, M., Mabrouk, IB & Nedil, M. Eine kompakte implantierbare Mimo-Antenne für Biotelemetrieanwendungen mit hoher Datenrate. IEEE Trans. Antennenpropag. 70, 631–640. https://doi.org/10.1109/TAP.2021.3098606 (2022).

Artikel ADS Google Scholar

Alazemi, AJ & Iqbal, A. Eine implantierbare Mimo-Antenne mit hoher Datenrate für tief implantierte biomedizinische Geräte. IEEE Trans. Antennenpropag. 70, 998–1007 (2022).

Artikel ADS Google Scholar

Gabriel, S., Lau, R. & Gabriel, C. Die dielektrischen Eigenschaften biologischer Gewebe: III. Parametrische Modelle für das dielektrische Spektrum von Geweben. Physik. Med. Biol. 41, 2271 (1996).

Artikel CAS Google Scholar

HFSS, ANSYS, Inc., PITTSBURGH, PA, USA (2008).

Gesbert, D., Shafi, M., Shiu, D.-S., Smith, PJ & Naguib, A. Von der Theorie zur Praxis: Ein Überblick über Mimo-Raum-Zeit-codierte drahtlose Systeme. IEEE J. Sel. Gemeinschaftsbereiche. 21, 281–302 (2003).

Artikel Google Scholar

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Diese Arbeit wurde vom Kuwait University Research Grant N. [EE01/20] unterstützt und finanziert.

Fakultät für Elektrotechnik, Fakultät für Ingenieurwissenschaften und Erdöl, Universität Kuwait, Kuwait-Stadt, 13060, Kuwait

Abdullah J. Alazemi

Zentrum für drahtlose Technologie (CWT), Fakultät für Ingenieurwissenschaften, Multimedia-Universität, Cyberjaya, Malaysia

Amjad Iqbal

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AA übernahm die Methodik und Designanalyse, AI übernahm die Designmessungen und die Datenerfassung, AA schrieb den Hauptmanuskripttext und bereitete die Abbildungen vor. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Abdullah J. Alazemi.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Alazemi, AJ, Iqbal, A. Eine kompakte und breitbandige MIMO-Antenne für biomedizinische Kapseln mit hoher Datenrate. Sci Rep 12, 14290 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-18468-2

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Eingegangen: 25. März 2022

Angenommen: 12. August 2022

Veröffentlicht: 22. August 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-18468-2

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